随着人们环保意识的不断提高，传统的化石能源越来越无法满足人们的要求，以太阳能为代表的可再生作为新能源与电网连接的关键一环，其性能对于整个电网系统都起着至关重要的作用。传统的光伏并网逆变器通常采用器件，但由于该种器件的开关速度受到电导调制效应影响，使得逆变器的开关频率难以提高，这就限制了光伏逆变器效率和功率密度的提升。与传统的Si器件相比，基于SiC、门极电荷量更小，所以可以达到更快的开关频率，利于提高效率。文中主要进行了碳化硅三相并网逆变器的，包括主电路参数的设计以及验证。从损耗分析的角度说明了SiC器件相比于Si器件的优势，得出了SiC器件在相同损耗下的开关频率更高的特点。

　　根据“十四五”现代能源体系规划可知，在“十三五”期间，我国的太阳能发电装机总量就达到了2.5亿kWp。而“十四五”时期是为力争在2030年前实现碳达峰、2060年前实现碳中和打好基础的关键时期，加快能源系统调整以适应新能源大规模发展，推动形成绿色发展方式和生活方式。由此可见，太阳能光伏发电的潜力远不止于此，仍然大有可为。

　　并网逆变器在电网与光伏发电系统的连接中起着不可或缺的作用。为保证整个光伏并网系统的稳定，对光伏并网逆变器的性能也有了越来越严格的要求。因此，在光伏并网逆变器基础趋向成熟的同时，开始要求其拥有更高的效率、更高的功率密度。

　　人们对于光伏并网逆变器的早期应用选择的是绝缘栅双极型晶体管（Insulated-gate Bipolar Transistor，IGBT）或者是金属氧化物半导体场效应晶体管（Met‐al Oxide Semiconductor Feild Effect Transistor，MOSFET）。作为传统的晶体管，他们的使用场合随着技术的更新迭代以及自身的局限性变得越来越少。同时，电力电子装置在当今的发展潮流中有着更高的要求，带隙能量、热导率及电子漂移等物理特性成为制约电力电子器件的主要因素。倘若无法满足“轻小快”等各类要求，此类装置终将会被时代所淘汰。最常规的Si MOSFET器件，其开关速度快，但是这种非高耐压装置并不适用于高电压大电流的环境。而由于电导调制效应，另一种IGBT导通压降很小，因此能够胜任Si MOSFET不适用的场合。然而与之相反的是，IGBT开关频率最高仅为Si MOSFET的三分之一，开关速度更慢，实际应用开关频率仅为10 kHz~20 kHz左右。然而常见的电网往往是高压电，只能考虑开关频率较低的IGBT器件，这就造成了逆变器功率低下的问题。正是由于这些器件材料的局限性，导致光伏逆变器的性能很难在不变换器件的前提下获得提升。因此，新型宽禁带半导体器件就成为了重要的突破口，例如目前主流的碳化硅（SiC）、氮化镓（GaN）等器件。而对于这种新型材料的半导体器件例如碳化硅器件，其主要优势就在于：

　　2）SiC MOSFET的开关过程中不存在电导调制效应，所以这比Si IGBT的开关速度更快，更适用于高频场合。

　　4）由于SiC材质具有较高的热传导性能，因此可以有效地减小其体积和质量，进而增加其功率密度。

　　在文中的设计中，逆变器主电路采用的是三相全桥拓扑结构，如图1所示。滤波器采用的是LCL型滤波器。阻尼方式采用电容支路串联电阻的无源阻尼方案实现对LCL滤波器谐振的抑制，这对整个系统的稳定起到了很好的作用。

　　三相并网逆变器的工作条件如表1所示。由此展开对100 kW碳化硅三相光伏并网逆变器硬件电路的设计。

　　逆变器开关管的最高耐压即为母线 V，由于选型中需要满足1.5~2倍的通态平均电流，故文中选择GeneSiC Semiconductor公司生产的G2R50MT33K，该 型 号 的 最 高 耐 压 为3 300 V，25℃条件下额定工作电流101 A，100℃下额定工作电流67 A，满足要求。

　　故γ可调节LCL滤波器衰减比列，太小的γ会使衰减效果变差，太大的γ会使成本增加，工程上一般取γ≤ 0.05，在设计时，可计算得到网侧电感值。然后再验证总电感值以及LCL谐振频率是否满足要求，如果不满足要求需要重新选择衰减比例或者滤波电容的值计算，直到满足要求为止。

　　根据前文所述，文中采用的阻尼策略是电容支路串联电阻的无源阻尼法，所以要进行阻尼电阻的设计。而阻尼电阻Rd的结构，则必须兼顾系统阻尼与损失。

　　的设计中，阻尼电阻的取值一 般 不 超 过 谐 振 角 频 率 处 滤 波 电 容Cf容 抗 的1/3，即

　　电荷QG为256 nC，当驱动电路开关频率为50 kHz，驱动正向电压为+15 V，驱动负向电压为-5 V时，理论计算的驱动功率为：

　　其中，ΔVGS是驱动正向电压和负向电压差值，QG为栅极电荷，fs为开关频率。故选择6路QA01C

　　隔离和磁隔离。光耦隔离的基本原理是利用光作为介质，将输入和输出信号分离开来。这种方法不仅节约了成本，提高了传输效率，还提高了对EMI的抗干扰能力。磁绝缘利用变压器将输入和输出信号分离，这种隔离方式虽然传输速率较高，但是抵抗电磁干扰能力弱，而且在高频环境下易出现变压器磁饱和现象。在驱动电路设计时，驱动芯片应该提供足够的驱动电流，当该电流不足时，会导致器件开关过程延时，从而使得开关过程的损耗增加。因此，根据式计算出开通过程需要的平均驱动电流Ig为：

　　故平均驱动电流为3.04 A，因此从隔离方式、驱动电流两个方面考虑后选择Infineon公司生产的SiCMOSFET栅极驱动器1EDC60I12AHXUMA1，该驱动芯片采用Infineon特有的无铁芯变压器技术，最高能够达到3000 V的隔离电压等级，同时该驱动芯片最高可以输出10 A的峰值驱动电流，能够驱动SiCMOSFET快速动作。

　　1EDC60I12AHXUMA1做简单介绍，该驱动芯片采用PG-DSO-8-59封装形式，逻辑输入引脚支持3~15 V的宽电压范围，可以直接连接到DSP或者其他微处理器的输出引脚。芯片的逻辑输入引脚，驱动输出引脚都具有欠压锁定（UVLO）功能，可以确保更可靠的开关动作。1EDC60I12AHX-UMA1的引脚定义如表2所示。

　　驱动芯片1EDC60I12AHXUMA1的逻辑信号侧电源VCC1具有较宽的工作电压范围，在3.3~15V之间。2、3个脚均可用作PWM信号的输入端，当PWM信号采用IN+管脚时，IN-应该与低电平相连，这时IN+是高电平，输出是高，IN+是低压，而输出是低压，而驱动是低压。如果将IN-管脚用作PWM信号的输入，则IN+应该被连接至高电平，在该情况下IN-是高电平，而驱动输出是低电平，IN-是低电平，而驱动是高电平，从而实现低通断逻辑。通过这两个引脚的特点，可以实现硬件过流保护。

　　如图2所示，左侧为DSP的PWM和硬件的过电流保护。在高频率切换时，系统的电磁干扰较大，会对驱动信号产生较大的影响，为了提高系统的可靠性，必须对驱动电路进行抗干扰。PWM信号首先通过三极管，这不仅可以改善PWM信号的驱动性能，还可以降低DSP直接输入的驱动电流。而三极管是一种电流驱动的装置，其电流信号的抗干性要高于电压信号。通过三极管驱动电路，将PWM信号输入到施密特触发反向器中，施密特触发器具有正、负两种

　　，对信号进行整形滤波，从而进一步增强了系统的抗干扰性。最终，PWM信号与驱动芯片IN+管脚相连接。通过三极管驱动电路，硬件过流保护信号与驱动晶片IN-插头相连接。通常，硬件的过流保护信号是高电平的，三极管是开通的，IN-是接地的。当出现过电流时，保护信号跳到低电平，三极管关闭，IN-引脚与高电平相连，这时，无论IN+输入是高还是低，驱动芯片的输出均处于低电平状态，从而使该装置能够达到过电流保护的作用。

　　为了验证是否可以输出满足并网要求的并网电流，以及之前设计的LCL型滤波器的参数是否可以满足滤波要求，故需要在MATLAB中进行开环仿线仿真模型

　　通过前文搭建的模型，输出功率为100 kW，输出电压为690 V，计算可以得出输出电流峰值为68 A，电流波形如图4所示。

　　功率半导体器件多数工作于不断开关过程，在导通过程以及开关过程都会产生损耗。过大的损耗不仅会降低系统的运行效率，还会造成大量的发热，造成温度过高，严重地影响到设备的运行。因此，开关器损耗问题成为目前国内外研究的一个重要课题。在系统设计、寿命判断、选择合适的散热系统、提高系统的可靠性方。

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